Ters Polarite DC-DC Dönüştürücü Dizaynı

DC-DC dönüştürücü , DC voltajın düşürülmesinde veya yükseltilmesinde kullanılan elektronik devredir. Günümüzde çoğunlukla , batarya bulunduran taşınabilir elektronik aletlerde ( cep telefonu , bilgisayar ) kullanılır. Bu cihazların içerisindeki alt devreler daha yüksek veya daha düşük DC voltaj ile çalışabilir. Bu sebeple sıkça kullanılan bir devredir. Yakın zamanda elektrikli ulaşım araçlarının hayatımıza girmesi ile daha fazla gündeme gelmiş ve analog devre ile ilgilenenler için gayet ilgi çekici bir konu haline gelmiştir. Güce göre devre elemanları büyüdüğünden dolayı çok yüksek fiyatlara rağmen pazarda yerini korumuştur.

Güç, yarı iletkenleri ve diğer teknolojiler geliştirilmeden önce, düşük güç uygulamaları için bir DC kaynağının voltajını daha yüksek bir voltaja dönüştürmenin bir yolu, bunu bir vibratör , ardından bir yükseltici transformatör kullanarak AC’ye dönüştürmekti.

Güç yarı iletkenlerinin ve tümleşik devrelerin (entegreler) piyasaya sürülmesi, örneğin DC güç kaynağını yüksek frekanslı AC’ye dönüştürmek, trafoyu kullanmak için bir transformatör – küçük, hafif ve ucuz olması nedeniyle ekonomik olarak uygulanabilir hale getirmiştir. frekans — voltajı değiştirmek ve tekrar DC’ye düzeltmek için. 1976’ya kadar transistörlü araba radyo alıcıları yüksek voltaj gerektirmese de, bazı amatör radyo operatörleri, transistörlü güç kaynakları mevcut olmasına rağmen, yüksek voltaj gerektiren mobil alıcı-vericiler için vibratör malzemeleri ve dinamotorlar kullanmaya devam etti.

Bu yazımda baştan sona bir DC- DC dönüştürücü dizaynına yer vereceğim. Bu topolojinin altında birçok çeşit olmasına rağmen temel çalışma prensiplerinde benzerlik kaçınılmazdır. Çok karmaşık gibi durmasına rağmen mantığı basit , araştırırken ve dizayn ederken öğrenmenin hazzını duyacağınız , merak uyandıracak bir güç elektroniği pratiğidir. Kısaca çalışma mantığı ile başlayabiliriz.

Ters Polarite Buck-Boost DC Voltaj Çevirici

DC voltaj konvertörleri , DC voltajı düşüren veya yükselten güç devreleridir. Bu başlık altında izole ve izole olmayan voltaj konvertörleri yer alır. Flyback ve Forward DC-DC çeviricileri izole olanlar olarak adlandırılıp çoğunlukla şarj aletlerinde bulunur izole olmayanlar ise toprak referansları sebebi ile Buck , Boost , Ters Polarite Buck-Boost diye sınıflandırılır (2).
Ters polarite Buck Boost DC Voltaj (IBBC) çevirici isminden de anlaşıldığı gibi düşürücü(buck) veya yükseltici (boost) olarak çalışır. Ters polarite yapısından dolayı bu çevirici gayet popülerdir.

IBBC çalışma prensibi tamamen devredeki bobinin ani polarite değiştirme özelliğine dayanır. Figure_1 de görüldüğü üzere , yüksek frekanslarda anahtarlama yapabilme özelliğinden dolayı MOSFET ler kullanılmış olup , MOSFET açık devre konumunda iken bobinin kısa süreli enerji depolaması yük tarafında voltaj indüklenmesini sağlar.

Bu süreci Figure_2 de , 2 alt devreye ayrılarak daha iyi anlayabiliriz. MOSFET iletimde iken bobin akımı bobinde enerji depolar , bu süreçte diyot yüke giden akımı engelleyecektir. MOSFET devreyi açtığı zamanda ise , bobin bu hızlı değişime polaritesini değiştirerek cevap verir. Depolanan enerji kapasite üzerinde yükte ters polaritede voltaj indükler. Kısaca çalışma mantığı bu şekilde özetlenebilir.

Figure_3 MOSFET in açık ve kapalı olmasına bağlı bobin akımını () ve bobin voltajını () göstermektedir. Bu grafikler sürekli iletim modunda (CCM) çalışan IBBC ye aittir. Sürekli iletim modunda bobin akımı asla sıfıra düşmez.

Kesikli iletim modu(DCM)

Çevirici topolojilerinde 3 farklı çalışma modu vardır. Sürekli iletim modu(CCM) yukarıda açıklandığı gibi olup , Kritik iletim modu (CrM) , sürekli iletim modu ile kesikli iletim modu sınırı olarak da bilinir. Bobin akımının tamamen deşarj olup ardından hemen tekrar şarj olduğu moddur. Üçüncüsü Kesikli iletim modu olup bobinin tamamen deşarj olduğu ve MOSFET tekrar iletime geçene kadar bobin voltajında osilasyonun görüldüğü çalışma modudur. Bu süreçte diyot iletimde olduğu için , bobinde kalan artık akım , Figure_4 de görüldüğü gibi voltajda osilasyona neden olur.

DCM modu CCM e göre daha verimli olduğu için tercih edilir. Diyotun voltaj sıfır iken iletimden , bloklama durumuna geçmesi Reverse Recovery (Irr) denilen ters yönde geri kazanım akımının düşmesine ve doğrudan MOSFET deki anahtarlama akımının düşmesine sebep olduğu için enerji tasarrufu sağlar(4).

Akım Kontrollörü

Akım modu kontrolör devresi , bilinen akım kontrol yöntemlerinden biri olup bobinin voltaj kontrollü akım kaynağı gibi çalışması mantığına dayanır. Akım modunda ramp akımı bobin akımını referans alarak oluşturulur. Ramp akımı AC salınım akımı ve ortalama bobin akımından oluşur. (6). Akım referans devresi ve voltaj referandan kaynaklanan op-amp kazancı, flip-flop reset sinyalini oluşturur. Bu şekilde geri bildirim sağlanmış ve MOSFET in anahtarlama süresi kontrol edilmiş olur.

IBBC Dizayn Kriterleri

İstenen dizayn kriterleri aşağıda listelenmiştir(1) ;

• V<sub>in</sub> = 150-200 VDC ,
• V<sub>out</sub> = 400V with <%0.5 Salınım töleransı,
• P<sub>out</sub> = 500W ,
• DCM Çalışma Modu,
• Kontrol devresi (Entegre hariç) , 
• Verimlilik > %90, 
• Bobin Dizaynı,
• Diğer devre elemanlarının seçimi,
• Devre elemanlarının sıcaklık limitleri altında çalışması, 

Verilen parametrelere göre dizayn etmemiz gereken çevirici bir yükseltici devresi olup Kesikli iletim modunda çalışmalıdır.

IBBC Dizayn Hesaplamaları

Bobin akımı Figure_6 da görüldüğü gibi olacağı için gerekli hesaplamaları yapabiliriz;

ON süresince:
V_L(on) = V_i
t_on = D₁*T_s

OFF süresince:
V_L(off) = V_out
t_off = D₂*T_s

Yukarıdaki denklemlerden DCM modu için D hesabını yapabiliriz ;

V_out = -D*V_i / D2

Dizayn hesaplarını yapabilmek için anahtarlama frekansı f_s=100kHz ve V_i=150V-200V seçilmiştir.

R_load Hesabı
P_out=500W ve V_out=400V olduğuna göre yük;

V²/P = R_load

R_load = (400V.400V) / 500W = 320ohm

L Hesabı
DCM modda bobinin tamamen deşarj olup bir süre osilasyonda kalması gereklidir bu sebeple bobin indüktansı CCM modunda olandan daha düşük olmalıdır. Bu hesabı yapabilmek için CrM mod dediğimiz sınır değerinden daha küçük bir indüktans değeri bizim için doğru seçim olacaktır.

150V ve 200V için sınır değerleri bu şekilde hesaplanmıştır. Bu değerlerin altında bir indüktans için devre DCM modunda çalışacaktır. Kontrol devresi 150V-200V arasındaki farkı çıkışta telafi edecektir.
Ben burada 58 uH olarak bobin indüktansını seçtim bundan sonraki adımlar bu değer üzerinden hesaplanacaktır.

L=58uH

D₂ Hesabı
Figure_ 6 da da görüldüğü üzere bobin şarj ve deşarj akımı aynı olmak zorundadır. Burada tek fark bu sürede geçen zamandır. Aşağıdaki formüller kolayca uygulanıp D hesabı yapılabilir;

Yük akımı , bobinin bir anahtarlama periyodundaki ortalama akımına eşittir;

Maximum bobin akımını (iii) denklemine yerleştirir isek;

Önceki V_out denklemi (i) ile eşitlediğimizde D₂ aşağıdaki gibi bulunur;

Denklem (iv) ye böbin indüktansını yerleştirdiğimizde L = 58uH , D

D=0.51

V_in = 150V- 200V ve V_out = 400 V , DC-DC Ters polarite buck boost çeviricimiz boost modda çalışır ( D>0.5).

C Hesabı
Yük kapasitans değeri genelde çıkış voltajındaki dalgalanmayı düşürmek maksadı ile kullanılır. Aşağıdaki formül ile istenen salınım limiti için çıkış kondansatörü değeri hesaplanabilir;

Yukarıdaki hesaplamanın sonucunda kapasitans değeri C>=6.02 uF olarak bulunur. Biraz tölerans ile aşağıda verilen değeri kullanabiliriz.

C=8uF, 0.02 ohm ESR

Sonuç olarak C, L , R ve D hesaplamaları yukarıda gösterildiği gibidir. Hızlı anahtarlama opsiyonu ve yüksek V_DS kapasitesinden ötürü STW11NM80 (9) model N-kanallı MOSFET seçilmiş olup yüksek anahtarlama salınım kontrolünde de etkili olmaktadır. Bununla birlikte diyot ciddi bir rol oynamaktadır. Özellikle bobin ani voltaj değişimine polarite değiştirerek tepki verdiği için , diyotun bu sürede düşük geri kazanım akımı ile tepki vermesi gerekir. Aksi takdirde verimlilikten kayıp söz konusu olur. Shottky ve Fast Reverse Recovery Diyotları bu tür uygulamalar için gayet kullanışlıdır. Bu amaç doğrultusunda yüksek bloklama kapasitesi ve hızlı geri kazanım özelliği sebebi ile RFN30TS6D (10) tip diyot seçilmiştir. DC-DC ters polarite buck-boost çevirici , ters polaritede bir çıkış voltajı sağladığı için MOSFET in üzerindeki voltaj düşümü
V_in+V_out olacaktır.

Nüve Seçimi ve Hava Aralığı Hesabı
Hesaplanan indüktans doğrultusunda , doğru bobin dizaynı için bazı ekstra analizlerin yapılması gerekir. Dizayn işlemine uygun nüvenin seçilmesi ile başlayalım. Eğer 100kHz ve üzerinde bir anahtarlama frekansınız var ise kullanılacak tek materyal Ferrite dır. Ferrite ların sıcaklığı manyetik akı ile negatif ilişkilidir (11). TDK şirketinin web sitesinde yer alan ferrite seçim kılavuzunun yardımı ile , N87 tip seçilebilir.

Uygulamaya ve tipine göre birçok çeşit nüve bulunur. EFD tipi en yaygın olan ve DC-DC çevirici uygulamaları için tavsiye edelen bir nüve türüdür(11). Ürün kataloğundan da görüldüğü üzere DC-DC çeviriciler için uygundur(13).

Katalogda belirtilen parametreler doğrultusunda , hava aralığı ve tur sayısı hesaplarını yapabiliriz ;

L=A_LN²10^-9H
5810^-6=250N²*10^-9H
N=15

A_L üretici tarafından verilen 1000 tur için endüktans değeridir.(15).

Tel çapı nüve etrafında N tur sarılabilecek ölçüde seçilmelidir;

K_uW_a>NA_w

K_u: Sarım faktörü 0.4 olarak alınmalıdır.
W_a: Nüve açıklığı (A_N) (15)
A_w: Tel kesit alanı

A_w < 1.394mm² olarak hesaplanır ve standart ölçülerde 1.31mm² AWG #16 (16) seçilir.
Tel kesit alanı bilindiği için sarımın direnci hesaplanabilir ;

p : Bakırın direnci
l_b : Tel uzunluğu
MLT :Ortalama sarım uzunluğu (Mean length turn) (I_n = 56.7mm in the datasheet (15))

Aşağıdaki değerler kolayca hesaplanabilir;

R_coil = 0.01 ohm
l_b = 85 cm

Son adım olarak aşağıdaki förmül yardımı ile hava açıklığı hesaplanabilir ;

u₀ = Havanın elektrik geçirgenliği (4 pi 10^-7H / m )
A_c = Kesit alanı ( A_e=69mm² from datasheet (15) )
l_g = Hava aralığının boyu

l_g 0.33 mm olarak hesaplanır.

Hava aralığı manyetik devrenin geçirgenliğini düşürerek sature olmadan nüve üzerinde daha fazla enerji depolanmasını sağlar. Bununla birlikte manyetik relüktansı da artırır. Hava aralığını büyütmek , endüktansın azalmasına sebep verir bunu telafi etmek için sarımdaki tur sayısı artırılmalıdır (17) .

Kontrol Devresi Dizaynı ve Hesaplamaları

Kontrol devresi MOSFET i çıkış voltajından aldığı geri bildirim ile süren devredir. Kontrol devresi olarak entegre devre veya voltaj kontrol devresi de kullanabilir fakat bu uygulama için akım kontrolü istendiği için bu yöntem kullanılmıştır.

Figure_5 akım kontrol devresi için gerekli devre elemanlarını göstermektedir. SR flip-flop , komparatör ve PI kontröllörü için op-amp . Basit devre şeması aşağıda gösterildiği gibidir.

İlk olarak op-amp kazancını hesaplayıp tüm DC-DC çeviricinin transfer fonksiyonuna yerleştirelim. Bildiğimiz üzere op-amp lar girişte yüksek resistansa sahip oldukları için akım yolu aşağıda formülize edildiği gibi R₁, R₂, C türünden hesaplanacaktır.

Kontrolör s=0 için kutup ve s = -1 / R₂*C için sıfır tanımlar. Propagation ve Integrator kazançları aşağıdaki gibidir.

DC-DC çeviricinin total kazanç fonksiyonu ilgili dökümanda belirtildiği üzere aşağıdaki şekilde hesaplanır (7) ;

Blok diyagramın çözümünden aşağıdaki sonuçlar elde edilir;

Akım devresini lineer olarak düşündüğümüzde , bobin akımının dc değerini geribildiren voltaj kontrollü bir akım kaynağı olarak düşünebiliriz. Bundan dolayı bobin DC de ve düşük frekansta yok gibidir. AC salınım(ripple) akımı op-amp kazancını ayarlayan parametredir.

Akım kontrolü ise , steady-state konumundaki PI kazancı değeri ; komparatör çıkışında üretilen ramp sinyalinin sabit veya giriş ile çıkış voltajları arasındaki bir bağlantı ile orantılı olup olmamasına göre ayarlanabilir(6). MOSFET in Source ucuna bağlı akım ölçümü yapan direnç ise PI kontrollörünün çıkış voltajı ile karşılaştırılacak voltaj değerini regüle eder. Ben bu devre için 0.07 ohm olarak seçtim. Bu direnç değerini oldukça küçük tutmak gereklidir çünkü bu çeviricide verimsizliğe ve ısı yolu ile enerji kaybına yol açar.

Komparatörün çıkışındaki ramp sinyali transfer fonksiyonundaki hata sinyali ile aynı işlevde olup flip-flop u resetler. Tüm devre elemanlarının seçiminde dikkatli davranılması gerektiği gibi , op-amp ve komparatör extra dikkat gerektirir. Yüksek çalışma frekansı ve kazanç aralığı uygun seçilmelidir. LT1001 model op-amp düşük offset voltajı ve çalışılan frekans aralığında düşük gecikme(delay) opsiyonundan dolayı PI kontrollörün sürülmesi için seçilmiştir(20). LT1712 ultra hızlı bir komparatör olup az propagation delay özelliği ile çalışılan frekans değerinde iyi sonuçlar vermiştir. Transfer fonksiyonundan elde edilen değerler doğrultusunda seçilen devre elemanları uygun ramp sinyali oluşturulması için yeterli olacaktır. PI kontrolörünün ayarlanması iyi bir hesaplama ve kontrol bilgisi gerektiren bir iş olduğu için IC kullanımı işi daha da kolaylaştıracaktır.

LTSpice ile DC-DC Ters Polarite Buck-Boost Çevirici Simulasyonu

Bu bölümde yapılan teorik hesaplamalar güç elektroniği ile ilgilenenlerin çok iyi bildiği LTSpice yazılımı ile simüle edilecektir. Hesaplanan DT (ON -Time) = 5.2us CLK ile Flip Flop a sağlanmıştır. Simulasyon süresi 15ms olarak ayarlanıp ; giriş- çıkış voltajı , salınım yüzdesi , verimlilik gibi parametreler 10ms den sonra .MEAS komutu ile hesaplanacaktır.

Figure_11 , 150V giriş gerilimi ile devre şemasını göstermektedir. Hesaplanmış bobin indüktansı , kapasitans değeri ve diğer devre elemanları açıkca görülebilir. Çıkış voltajı op-amp a girmeden önce 0.9mV a düşürülmüş olup bu değer op-amp ın referans değeridir ( V_ref ) . Çıkıştaki voltaj bölücü ve op-amp devresi V_out ve V_outref arasındaki değeri op-ampa beslemek içindir. Aksi takdirde çıkış voltajını elde edemeyiz. PI kontrolörden önce 0.9 uF kapasite , salınım etkisini azaltmak için kullanıldı. PI kontrolörün de 0.9mV çıkış verip bu değerin devre steady-state e eriştiğinde bobin referans voltajı tarafından takip edildiğini görebiliriz. Komparatör tarafından üretilen ramp sinyali belli aralıklar ile flip-flop u resetler. Dolayısı ile V_gs bu periyot da kontrol edilmiş olur.

Aşağıdaki resim MOSFET in ON-OFF zaman aralığını göstermektedir ( D*T_s ).

OFF süresince ufak bir salınım görülmektedir. Eğer bunu bobin akımı ile birlikte değerlendirir isek bobin akımından kaynaklı olduğu görülebilir.

Figure_13 bobin akımının T_on ve T_off zamanlarındaki davranışını göstermektedir.Burada bobin şarjı ve deşarjı açık bir şekilde görülebilir. DCM salınımı bobin tamamen boşaldığında başlar ve kalan artık akım bu salınıma neden olur.Daha önce de bahsettiğimiz gibi , burada ZCS (Zero Current Switch) meydana geldiğinden ötürü anahtarlama kayıpları en aza indirgenmiştir. DCM bu sebep ile yüksek verimli bir mod olarak tercih edilir. DC-DC Ters Polariteli çevirici olduğundan ötürü bobin akımı I_L = 13A maximum değerine negatif tarafta ulaşmıştır.

Aşağıdaki resimde bobin voltajının (V_L şarj esnasında V_in ve deşarj esnasında V_out a eşit olduğu görülmektedir. V_L,DCM salınımını çok açık şekilde göstermektedir. Burada aynı zamanda MOSFET üzerindeki voltaj düşümünün de 550V olduğunu görebiliriz. İşte tam da bu sebepten ötürü yüksek V_DS e sahip bir MOSFET seçilmesi mecburidir.

Aşağıdaki grafikte diyotun davranışını görebiliriz. Bobinin deşarjı süresince diyot üzerinden akın geçtiğini de görebiliriz.

Kırmızı oklar diyotun geri kazanım akımını göstermektedir. Hızlı geri kazanım özelliği olan diyodu seçmiş olmamızın nedenini buradan kolayca görebiliriz. Buradaki uygunsuzluk bobindeki salınıma yansıdığında parazit etkisi yapıp , enerji kaybına sebep olduğu için DCM modunda istenmeyen bir durumdur.

DC-DC ters polariteli çevirici devresinin çalışma mantığı özetlendiği gibidir. Aşağıdaki grafikte kontrollörün davranışı görülmektedir.Bobinin referansı ile op-amp ın kazancından oluşturulan ramp sinyalinin D ye göre osilasyonu Figure_16 da gösterilmiştir.Furthermore, the behavior of the controller circuit can be seen in the following figure. Ramp sinyalinin periyodu ile Flip-Flop reset periyodu uyuşmaktadır.

Yeşil çizgi bobin referansı olup , ramp sinyalinin referans değerini takibini görebiliriz. Bobin voltajı düştüğü zaman aynı şekilde ramp sinyalinin genliği de düşecektir. Görülen pinler MOSFET kaynaklı olup gate ucuna bağlanacak direnç ile düşürülebilir.

Son olarak , simulasyon bölümünü tamamlamadan çıkış parametrelerini değerlendirelim.
Aşağıdaki grafikte çıkışın ters polaritede 400V olduğu görülebilir.Çıkış voltajı 7ms sonra steady-state a ulaşmaktadır. Figure_18 de çıkış voltajındaki salınım değerini göstermektedir. Görüldüğü üzere %0.3 gibi bir salınım mevcuttur.

LTSpice ‘ ın .MEAS komutu yardımı ile aşağıdaki değerlerin hesaplaması yaptırılabilir.

İstenen değerlere ulaşılıp projemizi tamamlamış olduk. Salınım değerini çıkış kondansatörü ile düşürebilirken bunun kondansatörün şarj ve deşarj süresinden dolayı simulasyonu uzatacağını bilmeliyiz. Verimlilik yaklaşık olarak %93 ve salınım değeri %0.3 .

Bir Çevirici Devresi Masraf Dökümü

Gerekli ana devre elemanlarının bazı internet sitelerindeki fiyatları bu şekildedir. Bakır telin hesabı metre üzerinden 0.85 cm e göre yuvarlanmıştır. Burada yer alan ekipmanlar sadece ana devre elemanları olup , toptan ücretleri ile bu miktar daha da düşmektedir.

Sonuç

Kısa projemizde görüldüğü üzere Ters Polariteli DC-DC çevirici devresinin yapımı gayet kolay ve ucuzdur. Aynı zamanda güç elektroniğinde kendini geliştirmek isteyenler için ciddi bir pratik olmakla birlikte elektrikli araçların hayatımıza girişi ile büyük bir önem kazanmıştır. Profesyonel olarak üretildiğinde ciddi fiyatlara satılan , kar marjı yüksek ve bir o kadar da mühendislerin kendisini kanıtlamak için yarıştığı bir devredir. Verimlilik , hız , maliyet , soğutma vb. kavramların ciddi önemi vardır.

Proje tamamen bana ait olup yorum ve sorularınızı e-mail ile cevaplandırmaktan mutluluk duyarım. Bazı terimler , kavram kargaşasından kaçınmak için litaratürde geçtiği şekilde (ingilizce) bırakılmıştır.

Click here to reach the original version of the research and the references.